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继前一篇千瓦级交流（AC）转直流（DC）的 PFC控制器CSV6070之后，本篇文章将隆重介绍新葡亰8883ent最新推出的千瓦级DC-DC移相全桥隔离电源控制器CSV3951，这两款芯片的完美结合可为客户提供千瓦级大功率电源装备的完整模拟解决方案。

在众多大功率隔离DC-DC变换器拓扑中，移相全桥变换电路以其独特的优势在各类电源产品中一直经久不衰：

首先，移相全桥变换电路拓扑具有宽范围输入的特点，与LLC谐振变换器不同，它通过对两个50%占空比驱动信号的相移控制调节输出电压，相移在0~180度范围内线性调节，因此可以宽范围调节输出电压，同时适应电池等宽范围输入电源工作。

其次，移相全桥变换器使用固定开关频率，磁性元件和电容等无源器件设计相对简单，EMI控制容易。

再次，移相全桥变换器可实现原边MOS管零电压开通（ZVS），极大的降低了开关损耗，提升了电源效率，可实现高频、高效、高功率密度的设计目标。

由于以上特点，移相全桥变换器应用非常广泛，如电焊，船舶，服务器电源，航空电源等等。新葡亰8883ent推出的性能优越的移相全桥控制模拟芯片CSV3951，使硬件工程师完全脱离了对软件的依赖，对该拓扑的应用设计更加得心应手。

图1 移相全桥拓扑应用领域

a.焊接/冶炼；b.船舶；c.服务器电源；d.飞机

图2为经典移相全桥拓扑，原边四个MOS管控制时序如图3所示。通过对QA和QC管的移相控制可以调节桥臂中点电位差Vp的宽度，经过副边整流滤波后直接调节输出电压。 

由于原边电流Ip的续流作用，在所有原边MOS管QA-QD开通前，死区时间内体二极管都将先导通，从而可实现零电压开通（ZVS）。

对于较高输出电压的应用，副边QE和QF可以直接用二极管代替，对系统效率影响不大。但对低压大电流输出，一般需要用同步整流功能来减小因二极管引起的功耗和发热。

对于副边整流管QE和QF发出驱动信号一般通过对原边驱动进行延迟实现，但由于不同负载下Ip电流换向需要的时间略微不同，因此对副边整流管开通延迟根据负载进行动态优化，可以实现更高效率。

● 增强型原边零电压开关（ZVS）

● 可调副边同步整流（SR）控制

● 可编程斜坡补偿的峰值电流模式或电压模式

● 可编程软启动和使能功能

● 开关频率外部可调

● 轻载效率管理，包括(1)Burst模式(2)断续模式

● 可编程自适应死区时间延迟

● 支持断续模式的逐周期电流限制保护

● 极低的（150uA）启动电流

● 支持主从并联设计

● VDD欠压保护

● 服务器电源

● 工业照明电源

● 电动汽车

● 高功率密度模块电源

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原边两个桥臂上下管驱动的死区时间可以分别通过管脚DELAB和DELCD的外接电阻设定。同时该死区时间还可以通过ADEL外部连接到CS的分压电阻网络来设置不同负载下的值，来适应不同负载需要的动态死区时间，从而尽可能减少MOS体二级管导通损耗，提高电路的转换效率。该死区时间计算公式为：

其中RAB为串联在DELAB的电阻，KA通过ADEL外部的分压电阻网络实现，为0-1的系数。CS为CS管脚上的电压值。当需要固定死区时间时，ADEL接地，此时KA=0。

芯片还可自适应调节原边开关与副边同步整流器 (SR) 的开关延迟时间，此功能可增加同步整流管的导通时间以提高效率。延迟公式为：

其中RAB为串联在DELEF的电阻，KEF通过ADELEF外部的分压电阻网络实现，为0-1的系数。CS为CS管脚上的电压值，当需要初级开关与次级侧同步整流器固定延迟时，ADELEF接地，此时KEF=0。

芯片可通过DCM引脚外部设置一个同步整流关闭阈值，当CS信号值低于此设计值时，则芯片关断同步整流驱动信号。轻载条件下关闭同步整流，让电路进入DCM工作模式，可以大幅度降低功率开关回路的环流引起的电路功耗，提高轻载效率。

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芯片有最小脉冲宽度设置引脚TMIN,通过该引脚设置最小导通时间，从而设置了MOS驱动连续工作的最小占空比。当环路控制决定的占空比小于芯片引脚参数设计的值，电流就会进入突发工作模式（Burst Mode）。突发工作模式由于长时间内开关管处于关闭状态，可大幅度降低电路极轻载或空载下功耗。

下图是极轻负载下的突发工作模式波形：

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表1 新葡亰8883ent650V/600V超结MOSFET选型